Расчет корректирующих цепей широкополосных усилительных каскадов на полевых транзисторах
| Загрузить архив: | |
| Файл: 015-0036.zip (140kb [zip], Скачиваний: 86) скачать |
РАСЧЕТ КОРРЕКТИРУЮЩИХ ЦЕПЕЙ ШИРОКОПОЛОСНЫХ УСИЛИТЕЛЬНЫХ КАСКАДОВ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
Цель работы – получение законченных аналитических выражений для расчета коэффициента усиления, полосы пропускания и значений элементов корректирующих цепей наиболее известных и эффективных схемных решений построения усилительных каскадов на полевых транзисторах (ПТ). Основные результаты работы – вывод и представление в удобном для проектирования виде расчетных соотношений для усилительных каскадов с простой индуктивной и истоковой коррекциями, с четырехполюсными диссипативными межкаскадными корректирующими цепями второго и четвертого порядков, для входной и выходной корректирующих цепей. Для усилительного каскада с межкаскадной корректирующей цепью четвертого порядка приведена методика расчета, позволяющая реализовать заданный наклон его амплитудно-частотной характеристики с заданной точностью. Для всех схемных решений построения усилительных каскадов на ПТ приведены примеры расчета.
1 ВВЕДЕНИЕ
Расчет элементов высокочастотной коррекции является неотъемлемой частью процесса проектирования усилительных устройств. В известной литературе материал, посвященный этой проблеме, не всегда представлен в удобном для проектирования виде. В этой связи в статье собраны наиболее известные и эффективные схемные решения построения широкополосных усилительных устройств на ПТ, а соотношения для расчета коэффициента усиления, полосы пропускания и значений элементов корректирующих цепей даны без выводов. Ссылки на литературу позволяют найти, при необходимости, доказательства справедливости приведенных соотношений.
Особо следует отметить, что в справочной литературе по отечественным ПТ [1, 2] не приводятся значения элементов эквивалентной схемы замещения ПТ. Поэтому при расчетах следует пользоваться параметрами зарубежных аналогов [2, 3] либо осуществлять проектирование на зарубежной элементной базе [3].
2 ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ ДЛЯ РАСЧЕТОВ
В соответствии с [4, 5, 6], предлагаемые ниже соотношения для расчета усилительных каскадов на ПТ основаны на использовании эквивалентной схемы замещения транзистора, приведенной на рисунке 2.1,а, и полученной на её основе однонаправленной модели, приведенной на рисунке 2.1,б.
|
|
|
|
а) |
б) |
Рисунок 2.1
Здесь СЗИ – емкость затвор-исход, СЗС – емкость затвор-сток, ССИ – емкость сток-исток, RВЫХ – сопротивление сток-исток, S – крутизна ПТ, СВХ =.CЗИ +СЗС(1+SRЭ), RЭ=RВЫХRН/(RВЫХ+RН), RН – сопротивление нагрузки каскада на ПТ, CВЫХ=ССИ+СЗС.
3 РАСЧЕТ НЕКОРРЕКТИРОВАННОГО КАСКАДА С ОБЩИМ ИСТОКОМ
3.1 ОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД
Принципиальная схема некорректированного усилительного каскада приведена на рисунке 3.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 3.1,б.
|
|
|
|
а) |
б) |
Рисунок 3.1
В соответствии с [6], коэффициент усиления каскада в области верхних частот можно описать выражением:
(3.1)
где 
; (3.2)
(3.3)
; (3.4)
; (3.5)
; 
- текущая круговая
частота.
При заданном уровне частотных искажений
(3.6)
верхняя частота fВ полосы пропускания каскада равна:
(3.7)
где 
Входное сопротивление каскада на ПТ, без учета цепей смещения, определяется входной емкостью:
(3.8)
Пример 3.1. Рассчитать fB, RC, CВХ каскада, приведенного на рисунке 3.1, при использовании транзистора КП907Б (СЗИ=20 пФ; СЗС=5 пФ; ССИ=12 пФ; RВЫХ=150 Ом; S=200 мА/В [7]) и условий: RН=50 Ом; YB=0,9; K0=4.
Решение. По
известным K0 и S из (3.2) найдем: RЭ=20 Ом. Зная RВЫХ, RН и RЭ, из (3.3) определим: RС = 43 Ом. По (3.4) и (3.5) рассчитаем: С0=17
пФ; 
и YВ в (3.7), получим: fB=227 МГц. По формуле (3.8) найдем:
СВХ=45 пФ.
3.2 ПРОМЕЖУТОЧНЫЙ КАСКАД
Принципиальная схема каскада приведена на рисунке 3.2,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 3.2,б.
|
|
|
|
а) |
б) |
Рисунок 3.2
Коэффициент усиления каскада в области верхних частот описывается выражением (3.1), в котором значения RЭ и С0 рассчитываются по формулам:
(3.9)
(3.10)
где СВХ – входная емкость нагружающего каскада.
Значения fB и СВХ каскада рассчитываются по соотношениям (3.7) и (3.8).
Пример 3.2. Рассчитать fB, RC, CВХ каскада, приведенного на рисунке 3.2, при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора в примере 3.1) и условий: YB=0.9; K0=4; входная емкость нагружающего каскада - из примера 3.1.
Решение. По
известным K0 и S из (3.2) найдем: RЭ=20 Ом. Зная RЭ и RВЫХ, из (3.9) определим: RC=23 Ом. По (3.10) и (3.4)
рассчитаем С0=62 пФ; 
и YB в (3.7), получим: fB=62 МГц. По формуле (3.8) найдем: СВХ=45
пФ.
3.3 РАСЧЕТ ИСКАЖЕНИЙ, ВНОСИМЫХ ВХОДНОЙ ЦЕПЬЮ
Принципиальная схема входной цепи каскада приведена на рисунке 3.3,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 3.3,б.
|
|
|
|
а) |
б) |
Рисунок 3.3
Коэффициент передачи входной цепи в области верхних частот описывается выражением [6]:
где 
(3.11)
(3.12)
СВХ – входная емкость каскада на ПТ.
Значение fB входной цепи рассчитывается по формуле (3.7).
Пример 3.3. Рассчитать K0 и fB входной цепи, приведенной на рисунке 3.3, при условиях : RГ=50 Ом; RЗ=1 МОм; YB=0,9; CВХ – из примера 3.1.
Решение. По (3.11)
найдем: K0=1, по
(3.12) определим: 
и YB в (3.7), получим: fB=34,3 МГц.
4 РАСЧЕТ КАСКАДА С ВЫСОКОЧАСТОТНОЙ ИНДУКТИВНОЙ КОРРЕКЦИЕЙ
Принципиальная схема каскада с высокочастотной индуктивной коррекцией приведена на рисунке 4.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 4.1,б.
|
|
|
|
а) |
б) |
Рисунок 4.1
Коэффициент усиления каскада в области верхних частот можно описать выражением [6]:
где K0=SRЭ; (4.1)
Значение 
, соответствующее оптимальной по Брауде амплитудно-частотной
характеристике (АЧХ) [6], рассчитывается по формуле:
(4.2)
При заданном значении YB верхняя частота полосы пропускания каскада равна:
(4.3)
Входная емкость каскада определяется соотношением (3.8).
При работе каскада в качестве предоконечного все перечисленные выше соотношения справедливы. Однако RЭ, R0 и С0 принимаются равными:
(4.4)
где СВХ – входная емкость оконечного каскада.
Пример 4.1. Рассчитать fB, LC, RC, CВХ каскада, приведенного на рисунке 4.1, при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) и условий: YB=0,9; K0=4; каскад работает в качестве предоконечного; входная емкость нагружающего каскада - из примера 3.1.
Решение. По
известным K0 и S из (4.1) найдем: RЭ=20 Ом. Далее по (4.4) получим: RC=23 Ом; R0= 150 Ом; C0=62 пФ; 
C0, RC, R0 в (4.2), определим: LCопт=16,3 нГн. Теперь по формуле (4.3)
рассчитаем: fB=126 МГц.
Из (3.8) найдем: CВХ=45 пФ.
5 РАСЧЕТ КАСКАДА С ИСТОКОВОЙ КОРРЕКЦИЕЙ
Принципиальная схема каскада с истоковой коррекцией приведена на рисунке 5.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 5.1,б.
|
|
|
|
а) |
б) |
Рисунок 5.1
Коэффициент усиления каскада в области верхних частот можно описать выражением [6]:
где K0=SRЭ/F; (5.1)
(5.2)
Значение С1опт, соответствующее оптимальной по Брауде АЧХ, рассчитывается по формуле:
(5.3)
При заданном значении YB верхняя частота полосы пропускания каскада равна:
(5.4)
Входная емкость каскада определяется соотношением:
(5.5)
При работе каскада в качестве предоконечного все перечисленные выше соотношения справедливы. Однако RЭ и С0 принимаются равными:
(5.6)
где СВХ – входная емкость оконечного каскада.
Пример 5.1. Рассчитать fB, R1, С1, СВХ каскада, приведенного на рисунке 5.1, при использовании транзистора КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) и условий: YB=0,9; K0=4; каскад работает в качестве предоконечного; входная емкость нагрузочного каскада - из примера 3.1.
Решение. По
известным K0,S,RЭиз
(5.1),(5.2)найдем:
F=7,5 ; R1=32,5 Ом. Далее получим: С0=62 пФ; 
1опт=288 пФ. Теперь по
формуле (5.4) рассчитаем: fB=64,3 МГц.
Из (5.5) найдем: СВХ=23,3 пФ.
6 РАСЧЕТ ВХОДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ
Из приведенных выше примеров расчета видно, что наибольшие искажения АЧХ обусловлены входной цепью. Для расширения полосы пропускания входных цепей усилителей на ПТ в [8] предложено использовать схему, приведенную на рисунке 6.1.
|
|
|
|
а) |
б) |
Рисунок 6.1
Коэффициент передачи входной цепи в области верхних частот можно описать выражением:
где (6.1)
СВХ – входная емкость каскада на ПТ.
Значение L3опт, соответствующее оптимальной по Брауде АЧХ, рассчитывается по формуле:
(6.2)
При заданном значении YB и расчете LЗопт по (6.2) верхняя частота полосы пропускания входной цепи равна:
(6.3)
Пример 6.1. Рассчитать fB, RЗ, LЗ входной цепи, приведенной на рисунке 6.1, при условиях: YB=0,9; RГ=50 Ом; СВХ – из примера 3.1; допустимое уменьшение К0 за счет введения корректирующей цепи – 2 раза.
Решение. Из
условия допустимого уменьшения К0 и соотношения (6.1) найдем: RЗ=50 Ом. Подставляя известные СВХ,
RГ и RЗ в (6.2), получим: LЗопт=37,5 нГн. Далее определим: 
fB=130 МГц.
7 РАСЧЕТ ВЫХОДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ
В рассматриваемых выше усилительных каскадах расширение полосы пропускания связано с потерей части выходной мощности в резисторах корректирующих цепей (КЦ) либо цепей обратной связи. От выходных каскадов усилителей требуется, как правило, получение максимально возможной выходной мощности в заданной полосе частот. Из теории усилителей известно [9], что для выполнения указанного требования необходимо реализовать ощущаемое сопротивление нагрузки для внутреннего генератора транзистора равным постоянной величине во всем рабочем диапазоне частот. Этого можно достигнуть, включив выходную емкость транзистора в фильтр нижних частот, используемый в качестве выходной КЦ. Схема включения выходной КЦ приведена на рисунке 7.1.
|
|
|
|
а) |
б) |
Рисунок 7.1
При работе выходного каскада без выходной КЦ модуль коэффициента
отражения 
ощущаемого
сопротивления нагрузки внутреннего генератора транзистора равен [9]:
(7.1)
Уменьшение выходной мощности относительно максимального значения, обусловленное наличием CВЫХ, составляет величину:
(7.2)
где 
при условии равенства
нулю СВЫХ; 
– максимальное
значение выходной мощности на частоте при наличии СВЫХ.
Использование фильтра нижних частот в качестве выходной КЦ
при одновременном расчете элементов L1, C1 по методике Фано [9] позволяет
обеспечить минимально возможное, соответствующее заданным CВЫХ и fB, значение максимальной величины модуля коэффициента
отражения 
в полосе частот от
нуля до fB.
В таблице 7.1 приведены нормированные значения элементов L1, C1, CВЫХ, рассчитанные
по методике Фано, а также коэффициент 
RОЩ, относительно которого вычисляется
[9].
Таблица 7.1
|
|
|
|
|
|
|
0,1 |
0,18 |
0,099 |
0,000 |
1,000 |
|
0,2 |
0,382 |
0,195 |
0,002 |
1,001 |
|
0,3 |
0,547 |
0,285 |
0,006 |
1,002 |
|
0,4 |
0,682 |
0,367 |
0,013 |
1,010 |
|
0,5 |
0,788 |
0,443 |
0,024 |
1,020 |
|
0,6 |
0,865 |
0,513 |
0,037 |
1,036 |
|
0,7 |
0,917 |
0,579 |
0,053 |
1,059 |
|
0,8 |
0,949 |
0,642 |
0,071 |
1,086 |
|
0,9 |
0,963 |
0,704 |
0,091 |
1,117 |
|
1,0 |
0,966 |
0,753 |
0,111 |
1,153 |
|
1,1 |
0,958 |
0,823 |
0,131 |
1,193 |
|
1,2 |
0,944 |
0,881 |
0,153 |
1,238 |
|
1,3 |
0,927 |
0,940 |
0,174 |
1,284 |
|
1,4 |
0,904 |
0,998 |
0,195 |
1,332 |
|
1,5 |
0,882 |
1,056 |
0,215 |
1,383 |
|
1,6 |
0,858 |
1,115 |
0,235 |
1,437 |
|
1,7 |
0,833 |
1,173 |
0,255 |
1,490 |
|
1,8 |
0,808 |
1,233 |
0,273 |
1,548 |
|
1,9 |
0,783 |
1,292 |
0,292 |
1,605 |
|
2,0 |
0,760 |
1,352 |
0,309 |
1,664 |
Истинные значения элементов рассчитываются по формулам:
(7.3)
Расчет частотных искажений, вносимых выходной цепью оконечного каскада, приведен в разделе 3.1. При использовании выходной КЦ частотные искажения, вносимые выходной цепью, определяются соотношением:
(7.4)
Коэффициент усиления каскада с выходной КЦ определяется выражением (3.2).
Пример 7.1. Рассчитать выходную КЦ для усилительного каскада на транзисторе КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) при RН=50 Ом, fB=200 МГц. Определить RОЩ, уменьшение выходной мощности на частоте fB и уровень частотных искажений, вносимых выходной цепью при использовании КЦ и без нее.
Решение. Найдем
нормированное значение СВЫХ: 
в таблице 7.1 равно
1,056. Этому значению соответствуют: 
RОЩ=36,2 Ом.
Используя соотношения (7.1), (7.2), найдем, что при отсутствии выходной КЦ
уменьшение выходной мощности на частоте fB, обусловленное наличием СВЫХ, составляет
2,14 раза, а при ее использовании - 1,097 раза. При отсутствии выходной КЦ
уровень частотных искажений, вносимых выходной цепью, определяется соотношением
(3.7). Для условий примера 7.1 
и fB, получим: YB=
=0,795. При наличии выходной КЦ из (7.4) найдем: YB= 0,977.
8 РАСЧЕТ ДИССИПАТИВНОЙ МЕЖКАСКАДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ ВТОРОГО ПОРЯДКА
Принципиальная схема усилителя с межкаскадной КЦ второго порядка приведена на рисунке 8.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 8.1,б. [10].
|
|
|
а) |
|
|
|
б) |
Рисунок 8.1
Коэффициент усиления каскада на транзисторе T1 в области верхних частот можно описать выражением [11, 12]:
(8.1)
где K0=SRЭ; (8.2)
– сопротивление
сток-исток транзистора T1; 
– нормированные
относительно 
и 
значения элементов 
– нормированная
частота; – текущая круговая
частота; – высшая круговая
частота полосы пропускания разрабатываемого усилителя; – входная емкость
транзистора Т2; – выходная емкость
транзистора T1.
В таблице 8.1 приведены нормированные значения элементов 
Таблица 8.1 получена с помощью методики проектирования согласующе-выравнивающих цепей транзисторных усилителей, предполагающей составление и решение системы компонентных уравнений [13], и методики синтеза прототипа передаточной характеристики, обеспечивающего максимальный коэффициент усиления каскада при заданной допустимой неравномерности АЧХ в заданной полосе частот [14].
Таблица 8.1
|
|
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0,01 |
1,597 |
88,206 |
160,3 |
2,02 |
101 |
202,3 |
|
0,05 |
1,597 |
18,08 |
32,061 |
2,02 |
20,64 |
40,47 |
|
0,1 |
1,597 |
9,315 |
16,03 |
2,02 |
10,57 |
20,23 |
|
0,15 |
1,597 |
6,393 |
10,69 |
2,02 |
7,21 |
13,5 |
|
0,2 |
1,596 |
4,932 |
8,019 |
2,02 |
5,5 |
10,1 |
|
0,3 |
1,596 |
3,471 |
5,347 |
2,02 |
3,856 |
6,746 |
|
0,4 |
1,595 |
2,741 |
4,012 |
2,02 |
3,017 |
5,06 |
|
0,6 |
1,594 |
2,011 |
2,677 |
2,02 |
2,177 |
3,373 |
|
0,8 |
1,521 |
1,647 |
2,011 |
2,02 |
1,758 |
2,53 |
|
1 |
1,588 |
1,429 |
1,613 |
2,02 |
1,506 |
2,025 |
|
1,2 |
1,58 |
1,285 |
1,351 |
2,02 |
1,338 |
1,688 |
|
1,5 |
1,467 |
1,178 |
1,173 |
2,02 |
1,17 |
1,352 |
|
1,7 |
1,738 |
1,017 |
0,871 |
2,015 |
1,092 |
1,194 |
|
2 |
1,627 |
0,977 |
0,787 |
2,00 |
1,007 |
1,023 |
|
2,5 |
1,613 |
0,894 |
0,635 |
2,03 |
0,899 |
0,807 |
|
3 |
1,61 |
0,837 |
0,53 |
2,026 |
0,833 |
0,673 |
|
3,5 |
1,608 |
0,796 |
0,455 |
2,025 |
0,785 |
0,577 |
|
4,5 |
1,606 |
0,741 |
0,354 |
2,025 |
0,721 |
0,449 |
|
6 |
1,605 |
0,692 |
0,266 |
2,024 |
0,666 |
0,337 |
|
8 |
1,604 |
0,656 |
0,199 |
2,024 |
0,624 |
0,253 |
|
10 |
1,604 |
0,634 |
0,160 |
2,024 |
0,598 |
0,202 |
При известных значениях 
расчет межкаскадной КЦ
состоит из следующих этапов. Вычисление по формуле: 
и их денормирование по
формулам: 
При использовании рассматриваемой КЦ в качестве входной принимается равной
нулю, принимается равным 
В случае необходимости построения нормированной частотной
характеристики проектируемого усилительного каскада значения 
следует подставить в
(8.1) и найти модуль 
по формулам: 
Пример 8.1. Рассчитать
межкаскадную КЦ усилительного каскада, приведенного на рисунке 8.1, его 
и 
при использовании
транзисторов КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) и условий: fB=100 МГц; входная емкость нагружающего
каскада - из примера 3.1; допустимая неравномерность АЧХ - 
Решение. По
известным и найдем: 
и 
L2=162 нГн; R3=75 Ом. Теперь по (8.2) рассчитаем:
K0=9,5.
Вычитая из величину 1= =7,8 пФ. Из (3.8) найдем: СВХ=72,5
пФ.
10 РАСЧЕТ ДИССИПАТИВНОЙ МЕЖКАСКАДНОЙ КОРРЕКТИРУЮЩЕЙ ЦЕПИ ЧЕТВЕРТОГО ПОРЯДКА
Принципиальная схема усилителя с межкаскадной корректирующей цепью четвертого порядка [15] приведена на рисунке 9.1,а, эквивалентная схема по переменному току - на рисунке 9.1,б.
|
|
|
а) |
|
|
|
б) |
Рисунок 9.1
Несмотря на то, что КЦ содержит пять корректирующих элементов, конструктивно ее выполнение может оказаться проще выполнения КЦ второго порядка.
Коэффициент усиления каскада на транзисторе T1 в области верхних частот можно описать выражением [14]:
(9.1)
где 
(9.2)
RВЫХ1 – сопротивление сток-исток
транзистора T1; СВХ2
– входная емкость транзистора T2; 
– нормированные
относительно и значения элементов L1, R2, C3, C4, L5, соответствующие преобразованной схеме КЦ, в которой
значение CВЫХ1 равно нулю,
а значение СВХ2 равно бесконечности; СВЫХ1 – выходная емкость
транзистора T1; 
– нормированная
частота; – текущая круговая
частота; – высшая круговая
частота полосы пропускания разрабатываемого усилителя.
В таблице 9.1 приведены нормированные значения элементов L1, R2, C3, C4, L5, вычисленные для случая реализации усилительного
каскада с различным наклоном АЧХ, лежащим в пределах 
дБ, при допустимом
значении 
равном 
дБ и 
дБ, и при условии
равенства нулю значения СВЫХ1 и бесконечности - значения СВХ2.
Таблица 9.1 получена с помощью методики проектирования согласующе-выравнивающих цепей транзисторных усилителей, предполагающей составление и решение систем компонентных уравнений [13], и методики синтеза прототипа передаточной характеристики, обеспечивающего максимальный коэффициент усиления каскада при заданной допустимой неравномерности АЧХ в заданной полосе частот [14].
Таблица 9.1
|
Наклон АЧХ, дБ |
|
|
||||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
-6 |
2,40 |
1,58 |
5,85 |
2,34 |
0,451 |
2,43 |
1,21 |
6,75 |
2,81 |
0,427 |
|
-5 |
2,47 |
1,63 |
5,53 |
2,39 |
0,426 |
2,43 |
1,22 |
6,49 |
2,90 |
0,401 |
|
-4 |
2,49 |
1,65 |
5,23 |
2,48 |
0,399 |
2,41 |
1,20 |
6,24 |
3,03 |
0,374 |
|
-3 |
2,48 |
1,64 |
4,97 |
2,60 |
0,374 |
2,36 |
1,18 |
6,02 |
3,20 |
0,348 |
|
-2 |
2,42 |
1,59 |
4,75 |
2,74 |
0,351 |
2,32 |
1,16 |
5,77 |
3,36 |
0,327 |
|
-1 |
2,29 |
1,51 |
4,59 |
2,93 |
0,327 |
2,30 |
1,15 |
5,47 |
3,50 |
0,309 |
|
0 |
2,09 |
1,38 |
4,49 |
3,18 |
0,303 |
2,22 |
1,11 |
5,23 |
3,69 |
0,291 |
|
+1 |
1,84 |
1,21 |
4,49 |
3,52 |
0,277 |
2,08 |
1,04 |
5,08 |
3,93 |
0,273 |
|
+2 |
1,60 |
1,05 |
4,52 |
3,91 |
0,252 |
1,88 |
0,94 |
5,02 |
4,26 |
0,253 |
|
+3 |
1,33 |
0,876 |
4,69 |
4,47 |
0,225 |
1,68 |
0,842 |
4,99 |
4,62 |
0,234 |
|
+4 |
2,69 |
1,35 |
3,34 |
3,29 |
0,281 |
1,51 |
0,757 |
4,97 |
5,02 |
0,217 |
|
+5 |
2,23 |
1,11 |
3,43 |
3,67 |
0,257 |
1,32 |
0,662 |
5,05 |
5,54 |
0,198 |
|
+6 |
1,76 |
0,879 |
3,65 |
4,27 |
0,228 |
1,10 |
0,552 |
5,29 |
6,31 |
0,176 |
дБДля расчета нормированных значений элементов L1, R2, C3, C4, L5, обеспечивающих заданную форму АЧХ с учетом реальных нормированных значений СВЫХ1 и СВХ2, следует воспользоваться формулами пересчета [14]:
(9.3)
где СВЫХ1Н, СВХ2Н – нормированные
относительно RВЫХ1 и 
значния СВЫХ1
и СВХ2.
При известных значениях RВЫХ1, СВЫХ1,
СВХ2, расчет межкаскадной КЦ состоит из следующих этапов. Вычисление
нормированных значений СВЫХ1 и СВХ2 по формуле: СН=
по заданному наклону и
требуемой неравномерности АЧХ. Расчет L1, R2, C3, C4, L5 по формулам пересчета (9.3) и их
денормирование.
При использовании рассматриваемой КЦ в качестве входной СВЫХ1 принимается равной нулю, RВЫХ1 принимается равным RГ, а коэффициент передачи входной цепи на средних частотах рассчитывается по формуле:
(9.4)
В случае необходимости построения нормированной частотной
характеристики проектируемого усилительного каскада значения 
следует подставить в
(9.1) и найти модуль KU. Реальная
частотная характеристика может быть рассчитана после денормирования
коэффициентов 
по формулам: 
Пример 9.1. Рассчитать
межкаскадную КЦ усилителя, приведенного на рисунке 9.1, его K0 и СВХ при использовании
транзистора КП907Б (данные транзистора - в примере 3.1) и условий: fB=100 МГц; входная емкость
нагружающего каскада - из примера 3.1; допустимая неравномерность АЧХ -дБ; наклон АЧХ - 0 дБ.
Решение. Из таблицы
9.1 для неравномерности АЧХ + 0,5 дБ и наклона АЧХ, равного 0 дБ, имеем:
ВЫХ1 и СВХ2
равны: СВЫХ1Н= =
ВХ2Н=
L1H=2,22; R2Н=1,11; С3Н=14,6; С4Н=0,587;
L5Н=0,786.
Денормируя полученные значения, определим: L1=
R2=
3=
4=6,2 пФ; L5=187 нГн. Теперь по (9.2) рассчитаем: K0=11,86. Из (3.8) найдем: СВХ=84,3
пФ.
ЛИТЕРАТУРА
1. Перельман Б.Л. Новые транзисторы: Справочник. – М.: Солон, 1996.
2. Петухов В.М. Полевые и высокочастотные биполярные транзисторы средней и большой мощности и их зарубежные аналоги: Справочник. – М.: КУБК-а, 1997.
3. Полевые транзисторы: Справочник. – Faber. STM. Publications, 1997.
4. Шварц Н.З. Усилители СВЧ на полевых транзисторах. – М.: Радио и связь, 1987.
5. Никифоров В.В., Кулиш Т.Т., Шевнин И.В. К проектированию широкополосных усилителей мощности КВ- УКВ- диапазона на мощных МДП-транзисторах // В сб.: Полупроводниковые приборы в технике связи / Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь. -1993.- Вып. 23.
6. Мамонкин И.Г. Усилительные устройства: Учебное пособие для вузов. – М.: Связь, 1977.
7. Никифоров В.В., Максимчук А.А. Определение элементов эквивалентной схемы мощных МДП-транзисторов // В сб.: Полупроводниковая электроника в технике связи / Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь.- 1985.- Вып. 25.
8. Никифоров В.В., Терентьев С.Ю. Синтез цепей коррекции широкополосных усилителей мощности с применением методов нелинейного программирования // В сб.: Полупроводниковая электроника в технике связи / Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь. - 1986. - Вып. 26.
9. Широкополосные радиопередающие устройства / Алексеев О.В., Головков А.А., Полевой В.В., Соловьев А.А. / Под ред. О.В. Алексеева. – М.: Связь, 1978.
10. Титов А.А., Ильюшенко В.Н., Авдоченко Б.И., Обихвостов В.Д. Широкополосный усилитель мощности для работы на несогласованную нагрузку // ПТЭ. - 1996. - №2. - С.68-69.
11. Шварц Н.З. Линейные транзисторные усилители СВЧ. – М.: Сов. радио, 1980.
12. Бабак Л.И., Дьячко А.Н., Дергунов С.А. Расчет цепей коррекции мощных сверхширокополосных транзисторных СВЧ-усилителей // Полупроводниковая электроника в технике связи /Под ред. И.Ф. Николаевского. – М.: Радио и связь. - 1988. - Вып. 27.
13. Бабак Л.И., Шевцов А.Н., Юсупов Р.Р. Пакет программ автоматизированного расчета транзисторных широкополосных и импульсных УВЧ- и СВЧ-усилителей // Электронная техника. Сер. СВЧ-техника. - 1993. - №3. - С.60-63.
14. Титов А.А. Расчет диссипативной межкаскадной корректирующей цепи широкополосного усилителя мощности // Радиотехника. - 1989. - №2. - С.88-90.
15. Жаворонков В.И., Изгагин
Л.Н., Шварц Н.З. Транзисторный усилитель СВЧ с полосой пропускания 
МГц // Приборы и
техника эксперимента. – 1972. - №3. - С.134-135.